オペアンプとMOSFETを使った定電流回路（Nch型・吸込み型）
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## 流せる電流の決定要素
添付画像のオペアンプとMOSFETを使った定電流回路（Nch型・吸込み型）において、流せる電流（R2を流れる電流）の上限は、どの要素で決定されるのか？
<div class="separator" style="clear: both;"><a href="https://blogger.googleusercontent.com/img/b/R29vZ2xl/AVvXsEhivgy1yr-U62DedYQRBuPMKtV-FhrT7HP2iAjbAjZNmWpv9U-lBMZBrJWU8RVW7b69NWJLwBq39VjSimez4EVZB4mCvm7VFqJyOn9fbe-SsPYsdUofd2P7qgumbnWddW-S5nmSgozZototxyFhqtMtpxrn0nf5Dhtz9XXluNuh3otHcUec-2pQPVcpLZl8/s1600/c495f1e0-9b95-4188-9453-2aa8bee7367e.png" style="display: block; padding: 1em 0; text-align: center; "><img alt="" border="0" data-original-height="1032" data-original-width="960" src="https://blogger.googleusercontent.com/img/b/R29vZ2xl/AVvXsEhivgy1yr-U62DedYQRBuPMKtV-FhrT7HP2iAjbAjZNmWpv9U-lBMZBrJWU8RVW7b69NWJLwBq39VjSimez4EVZB4mCvm7VFqJyOn9fbe-SsPYsdUofd2P7qgumbnWddW-S5nmSgozZototxyFhqtMtpxrn0nf5Dhtz9XXluNuh3otHcUec-2pQPVcpLZl8/s1600/c495f1e0-9b95-4188-9453-2aa8bee7367e.png"/></a></div>
<svg width="24" height="24" ><use xlink:href="#i-chatgpt"></use></svg><span style="font-size:12px;"> </span>ChatGPT
いい質問です。添付画像の回路は **「オペアンプでMOSFETのゲートを制御して、シャント抵抗R2の電流を一定に保つ吸い込み型定電流回路」** になっています。
ここで、流せる電流（R2を流れる電流）の **上限** を決定する要素は、主に次の通りです：
---
### 1. **MOSFET (IRL3705N) の能力**
* **最大ドレイン電流 (Idmax)**
データシートで定められた連続ドレイン電流が絶対上限です。IRL3705Nは数十A流せますが、発熱と放熱条件によって現実的な上限は小さくなります。
* **Rds(on) による損失**
電流が増えると $P = I^2 \cdot Rds(on)$ の損失で発熱。放熱できなければサーマルリミットで頭打ち。
---
### 2. **オペアンプ (AD8605) の出力電圧範囲**
* R2に流れる電流は
$$
I_{R2} = \frac{V_{\text{ref}}}{R2}
$$
で決まります。
このとき **オペアンプが MOSFET のゲートを十分に引き上げられるか** がポイント。
* AD8605は **レールtoレール出力** ですが、Vcc=5V駆動なのでゲート電圧は最大でも ≈5V。
* IRL3705N はロジックレベルMOSFETですが、大電流を流すには $Vgs$ をある程度高くしないといけません。
よって **オペアンプの電源電圧が低いと、大電流を流せない** 制約になります。
---
### 3. **電源 (VDD=15V) の供給能力**
* 定電流回路とはいえ、電源電圧に依存します。
負荷側（R1=15Ω）に十分な電圧をかけられないと、定電流状態を維持できません。
（例：高電流に設定しても、電源がドロップアウトして電圧不足になれば電流は制限される）
---
### 4. **シャント抵抗 (R2=10$\Omega$) の値**
* シャント抵抗によって基準電流が決まります。
Vref=1Vなら $I = 1V / 10Ω = 0.1A$。
R2が小さければ大電流を狙えますが、オペアンプとMOSFETがその電流を実現できるかどうかが次の制約になります。
---
### まとめると
この回路での **流せる電流の上限** は次の4つで決まります：
1. **MOSFET の Id定格 と Rds(on)・発熱**
2. **オペアンプの出力電圧範囲（ゲート駆動能力）**
3. **電源電圧 (VDD) の供給能力**
4. **シャント抵抗 R2 の値と基準電圧**
---
👉 実際にシミュレーションで制限がかかる一番の要因は、 **オペアンプの電源電圧 (5V) によるゲート駆動不足** で、大電流を流せなくなるケースが多いです。
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ご確認ですが、今回の質問は「理論的に何が制限になるか」なのか、それとも「このシミュレーション回路で実際に最大何Aくらいまで流せるのか」を知りたいのでしょうか？
## 理論的説明
* 理論的に何が制限になるか
* このシミュレーション回路で実際に最大何Aくらいまで流せるのか
<svg width="24" height="24" ><use xlink:href="#i-chatgpt"></use></svg><span style="font-size:12px;"> </span>ChatGPT
いいです、では **理論的な制限要素の整理** と **このシミュレーション回路での実際の上限推定** を順に、計算過程を示して説明します。
# 理論的に何が上限を決めるか（要点）
1. **MOSFET の定格と発熱（電流耐量・Rds(on)）**
* データシートの連続ドレイン電流、パッケージの放熱能力、そして $P=I^2R_{ds(on)}$ による発熱で実際に流せる最大電流が決まる。
2. **オペアンプの出力電圧レンジ（ゲート駆動能力）**
* オペアンプはゲート電圧を最大でも自分の供給電圧付近までしか出せない。ソース（＝R2の上端）電圧が上がると必要な $V_{GS}$（ゲート−ソース電圧）を確保できなくなり、所望の電流を出せなくなる。
* つまり **オペアンプ出力の最大電圧 − 必要な最低 $V_{GS}$** がソース電圧の上限になり、これが直接 R2 による電流上限を決める。
3. **電源のコンプライアンス（VDD と R1）**
* 回路全体としては $V_{DD}$ と直列抵抗 R1（図では 15Ω）があるので、理論上は $I_{\max} < V_{DD}/(R1+R2)$。電源電圧と R1 のドロップが最終的な上限を制約する。
4. **R2（シャント）の値とリファレンス電圧**
* 設定された基準電圧（オペアンプが R2 に作る電圧）で目標電流 $I = V_{\text{ref}}/R2$ が決まる。だが上の物理的制約を越えられない。
---
# このシミュレーション回路での実際の最大（概算）
回路図から読み取れる値を使って見積もります（図のパラメータ：VDD = 15 V、R1 = 15 Ω、R2 = 10 Ω、オペアンプは AD8605 を +5V で駆動と仮定）。
1. **理想的な直列抵抗律速（上限理論値）**
* MOSFET の $V_{DS}$ が十分小さい（理想的にゼロ）と仮定すると、電源から流せる最大は
$$
I_{\max,理論} = \frac{V_{DD}}{R1+R2} = \frac{15}{15+10} = \frac{15}{25} = 0.60\ \mathrm{A}.
$$
2. **しかしオペアンプのゲート駆動制約が現実的な上限を下げる（現実値）**
* オペアンプ出力の最大を保守的に $V_{g,\max}\approx 4.8\ \mathrm{V}$（5V電源で出力がレール近傍まで出るがマージンあり）とする。
* MOSFET が電流を流すために最低限必要な $V_{GS}$（＝ゲートとソースの差）を $V_{GS,\min}$ とすると、ソース電圧の最大は
$$
V_{s,\max}\approx V_{g,\max}-V_{GS,\min}.
$$
* よってオペアンプ側から見た最大電流は
$$
I_{\max,op} \approx \frac{V_{s,\max}}{R2} = \frac{V_{g,\max}-V_{GS,\min}}{R2}.
$$
* **数値例（保守的な想定）**
* もし $V_{GS,\min}=2.0\ \mathrm{V}$（安定して流すために必要なゲート−ソース差を保守的に 2V と仮定）なら
$V_{s,\max}=4.8-2.0=2.8\ \mathrm{V}$ →
$$
I_{\max,op} = 2.8/10 = 0.28\ \mathrm{A}.
$$
* やや楽観的に $V_{GS,\min}=1.0\ \mathrm{V}$ とすると
$V_{s,\max}=3.8\ \mathrm{V}$ →
$$
I_{\max,op}=3.8/10=0.38\ \mathrm{A}.
$$
3. **MOSFET と熱の現実制約**
* たとえオペアンプがゲート電圧を供給できても、MOSFET の $R_{DS(on)}$ とそのときの $I$ による発熱で制限される。今回の目標電流（0.3〜0.4A程度）では通常パッケージの熱問題は小さいが、もし $I$ を上げて 1A 前後にすると発熱が無視できなくなる。
---
# 結論（端的に）
* **理論上の最大（電圧分割だけで見た上限）**：$15/(15+10)=0.60\ \mathrm{A}$。
* **このシミュレーション回路で現実に達成できそうな最大（オペアンプ駆動制約を考慮）**：
**おおむね 0.25 — 0.40 A の範囲、現実的な推定値は約 0.3 A（≒0.28 A を安全値）**。
（理由：オペアンプが +5V 駆動でゲート電圧が頭打ちになり、ソース電圧 = I·R2 をそれ以上上げられないため）
# 実験的に確認するための提案
1. シミュレーションでオペアンプ出力（Gate）をプロットし、Gate の最大値を確認。
2. R2 の電圧（Source電圧）を見て、Gate−Source 差がどれくらい残っているか確認。
3. Vcc（オペアンプ）の電圧を上げて（例えば ±12V や単電源 12V にするか、ゲートドライバを使う）、許容電流がどう伸びるか確かめる。
4. R2 を小さくして必要なソース電圧を下げる（より大きい電流を得られる）か検証する。
必要なら、あなたのシミュレーションの波形（Gate、Source、Drain 電圧波形）を見ながら具体的に数値で解析して、より厳密な最大値を出します。どの波形を先に確認しましょうか？
## 500mAでの設計
D,Gate,SとGate-s間の電圧波形は先にアップした画像に載せています。この回路においては、1番目に制約となるのはオペアンプの最大出力５Vということですね。オペアンプを高電圧出力のものに変更すれば、流せる電流は増えるわけですね。
500ｍAを流すための、オペアンプ、入力電圧、シャント抵抗値を選定してください。
<svg width="24" height="24" ><use xlink:href="#i-chatgpt"></use></svg><span style="font-size:12px;"> </span>ChatGPT
了解です。まず要点を先にまとめてから、**具体的な設計案（部品候補・電源・シャント値）**、そして **計算過程と注意点** を示します。
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# 結論（先に要点）
* 安全かつ効率的な設計（電圧ヘッドルームを小さくする）なら、**低い基準電圧を使ってシャントを小さくする**のが最も有利です。
* 推奨設計（実用案）：
* **オペアンプ**：AD8605（既に使っているもの）または同等の「単電源・レールツーレール入出力（RRIO）」の精密オペアンプ
* **オペアンプ電源（Vcc）**：**+5 V**（AD8605でOK）
* **基準電圧（Vref）**：**0.10 V（100 mV）**（精密リファレンスまたは安定化回路）
* **シャント抵抗 R2**：**0.20 Ω**（公称、耐力 1 W〜2 W）
* これで $I = V_{ref}/R2 = 0.1/0.2 = 0.5\ \mathrm{A}$ になります。
この組合せだとソース電圧は 0.1 V に抑えられ、オペアンプのゲート最大出力 4.8…5.0 V が十分に Vgs を確保できます（Vgs ≈ 4.7 V）。電力損失も小さく、MOSFET の発熱は楽になります。
---
# なぜこの組合せか（計算と理由）
目的：500 mA を R2 に流す。
基本式：
$$
I = \frac{V_{ref}}{R2}
$$
2つの設計方針がある（トレードオフ）：
* (A) **R2 を小さくして Vref も小さくする**（ソース電圧を小さくできる → オペアンプは低電圧で良い）
* (B) **R2 を大きくして Vref を大きくする**（扱いやすいリファレンス値だがソース電圧が高くなりゲート駆動電圧が必要）
(Ｂ)だと、例えば Vref=1.0V にすると R2 = 1.0/0.5 = 2.0 Ω、このときソース電圧は 1.0 V。実は 1.0V はまだ小さいですが、元の回路のように R2=10Ω の場合はソース電圧が大きく（0.5A×10Ω=5V）なってしまい、5Vオペアンプではゲート−ソース差が取れなくなる、という問題が出ます。だから R2 は**できるだけ小さくする**のが有利です。
### 推奨値の計算（提案）
採用：Vref = 0.10 V, I = 0.5 A →
$$
R2 = \frac{0.10}{0.5} = 0.20\ \Omega
$$
シャントの消費電力：
$$
P_{R2} = I^2 R2 = 0.5^2 \times 0.2 = 0.25 \times 0.2 = 0.05\ \mathrm{W}
$$
→ 非常に小さいので 1 W 品で十分（実装上は安全マージンで 1 W〜2 W を選ぶ）。
ソース電圧＝0.10 V。オペアンプ Vcc = 5 V、オペアンプ出力が最大 ≈ 4.8…5.0 V とすると、ゲート−ソース電圧は約 4.7…4.9 V。これは多くのロジックFET（IRL3705N 等）に対して 0.5A を十分に通すのに十分です。
### MOSFET の損失見積り（概算）
仮に IRL3705N の $R_{DS(on)}$ が Vgs=4.5V 時に 0.02Ω（例）だとすると：
$$
P_{MOSFET} = I^2 R_{DS} = 0.5^2 \times 0.02 = 0.25 \times 0.02 = 0.005\ \mathrm{W}
$$
→ 極めて小さい。実際の Rds(on) はデータシートを確認してくださいが、0.5A 程度なら発熱は小さく済むことが期待できます。
### 電源側のコンプライアンス確認
図では R1 = 15 Ω、VDD = 15 V なので、R1 による電圧降下は
$$
V_{R1}=I\times R1=0.5\times15=7.5\ \mathrm{V}.
$$
ドレイン電圧は 15 − 7.5 = 7.5 V（おおよそ）。MOSFET の Vds は約 7.4 V。問題なし（電源は 15 V で十分なドロップがある）。
---
# 部品候補（現実的な選定）
* **オペアンプ（候補）**
* **AD8605**（既に使っているもの）：単電源で RRIO、+5 V 動作可能。静止時のゲートドライブ能力は十分。
* 代替：**OPA376 / MCP6002 / OPA379** のような「単電源・RRIO」タイプ（静的に MOSFET のゲートを駆動する用途ならどれも可）。
※ 動的に高速スイッチングするならゲート電流を多く供給できるバッファが必要ですが、定電流の静的制御なら小電流出力で十分。
* **シャント抵抗 R2**：**0.20 Ω, 1 W（実装は 1 W 金属皮膜か厚膜）**。放熱や誤差対策で 2 W を選んでもよい。精度が必要なら 0.5% 品推奨。
* **リファレンス（Vref）**：100 mV を得る方法は複数
* 精密リファレンス IC を使って 0.1 V を作る（例：TLV7021 のような低電圧基準※ただし直接の 0.1V は入手困難な場合がある → 例えば 1.0 V リファレンスと分圧で 0.1 V を作るほうが現実的）
* 1.000 V リファレンス + 高精度分圧（抵抗ネットワーク）で 0.1 V を作る。
* 簡素に済ませるなら 1.000 V リファレンスと **R2 = 2.0 Ω** の組合せ（→ 0.5 A）も現実的。ただしこの場合 R2 の損失が $0.5^2\times2 = 0.5\ \mathrm{W}$ と増えるため 1W〜2W が必要。
* **MOSFET**：IRL3705N（既に回路で使っている）で 0.5A は十分。ただしデータシートの Rds(on) と Vgs 特性を確認して、Vgs≈4.5V 時の Rds(on) を確認してください。
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# 実装上の注意点（重要）
1. **リファレンス精度とオフセット**：Vref が 0.1V と小さいため、オペアンプの入力オフセット電圧やドリフトが影響します。低オフセットタイプやオフセット補正回路を検討してください。AD8605 のオフセットは数百 μV 程度なら問題になることがあります（必要精度に応じて選定）。
2. **レイアウト**：シャント抵抗周辺の配線は太く短く。GNDの戻りも注意。ノイズで定電流が揺れることがあるのでデカップリングとレイアウトは必須。
3. **ゲート駆動の過渡**：定常状態ではオペアンプの出力電流は小さいが、起動や変化時にゲートを充放電するため瞬間的に出力電流が必要です。オペアンプの短時間出力電流能力を確認し、必要ならゲートバッファ（トランジスタ/BJTや小型ゲートドライバ）を入れる。
4. **安定度（帰還ループ）**：低値シャント＋高速FETはフィードバックループの位相余裕に影響します。必要ならゲートに小さなシリーズ抵抗（R3的に数Ω〜100Ω）やオペアンプ側に補償（位相補償コンデンサ）を入れて安定化してください。
5. **リファレンスの作り方**：0.1V を直接作るのは少し面倒なので、**1.000 V リファレンス + 抵抗分圧**で 0.10 V を作る方法がシンプルで安定します（分圧抵抗は高精度の抵抗とバッファで使用）。
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# 代替案（もし 0.1V リファレンスが嫌なら）
* Vref = **1.0 V**, R2 = **2.0 Ω** → I = 1.0/2.0 = 0.5 A
* この場合 R2 の発熱は 0.5 W（だから 2 W 品を推奨）。
* ソース電圧 = 1.0 V、オペアンプは 5 V でも Vgs ≈ 4.0 V を確保できる → 5 V オペアンプでOK。
* オフセット問題は小さくなる（Vref が大きいのでオフセットの相対影響が減る）。
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# 最終提案（まとめ）
**私の推奨（コスト・発熱・実装のバランスが良い）**：
* オペアンプ：**AD8605**（既存流用可）または同等RRIO品
* オペアンプ電源：**+5 V**
* リファレンス：**1.000 V リファレンス + 分圧で 0.10 V**（もしくは 1.0 V 直接使い R2=2Ω）
* シャント（優先案）：**0.20 Ω, 1 W**（Vref=0.1V の場合）
* 代替（実装簡単）：**2.0 Ω, 2 W**（Vref=1.0V の場合）
* MOSFET：**IRL3705N** 継続利用で OK（データシートの Vgs–Id 曲線を確認）
最後に、**あなたのシミュレーション設定（実際のオペアンプモデル・Vref の作り方）に合わせて一度シミュレーションで波形（Gate、Source、Vgs、I(R2)）を出して確認**してください。希望なら上記の「0.1 V/0.2 Ω」案と「1.0 V/2.0 Ω」案それぞれで回路図を具体的に示して、シミュレーション波形の予測値（Gate 最大値、Source 電圧、R2 発熱）を計算して提示します。どちらの案でシミュレーションして欲しいですか？ (0.1V/0.2Ω or 1.0V/2.0Ω で指定してください。)
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